Dopo il ripasso sul funzionamento del MOS possiamo passare al problema che ci siamo posti che riassumo brevemente qui: cosa succede ad un MOS, che normalmente viene utilizzato come "interrutore" per alimentare un carico, se il carico dovesse andare in corto circuito?

Partiamo dalla situazione iniziale e aggiungiamo qualche valore al circuito. Il MOS utilizzato è IPD26N06 di qui riassumo qui le principali caratteristiche prese dal data sheet:

Per semplicità, nei prossimi conti, si considera una Vth pari al suo valore tipico: 1,6V

Il carico è, per semplicità, di 48 ohm. La tensione con cui viene pilotato il gate è di 5V per un tempo di 5ms.

Avendo una tensione di Gate superiore alla tensione di soglia, possiamo ipotizzare che il canale sia formato. Non sappiamo se è strozzato o meno. Ipotizziamo prima che sia NON strozzato ovvero il MOS è in zona lineare. Allora la Rds on è pari a 35mOhm. Nel ramo Carico-Source-Drain scorre quindi una corrente

Ciao a tutti. Ecco uno dei miei soliti articoli che nascono da un problema reale a cui mi sono dovuto scontrare e che come al solito e grazie al forum mi ha permesso di imparare cose nuove. E' da considerarsi anche un bel ripasso sul funzionamento del N MOS. Il tutto nasce da questa discussione:

Ricordo che a me piace far capire, a chi legge l'articolo, come ho ragionato (anche sbagliando in prima istanza) nell'affrontare il problema e come poi è stato risolto.Quindi sarà da considerarsi come una bella chiaccherata al bar... con una birretta... :-)

La questione è la seguente:

Abbiamo un N MOS che viene utilizzato come "interruttore" per alimentare un carico. Nel caso che rappresento, verrà acceso per un tempo finito, diciamo 5ms.

Studiando nel dettaglio un convertitore a commutazione switching di tipo BUCK, sono nati in me una serie di dubbi sull’aspetto di FILTRO del blocco LC che caratterizza appunto un BUCK converter. Il tutto nasce da questa discussione sul forum.

Ringrazio Enchamade e IsidoroKZ per l'aiuto, la pazienza e gli stimoli avuti sul forum, che mi hanno poi spinto a stilare questo documento.

In questa trattazione cercherò di trattare questi concetti.

A questo punto nasce il vero scopo di questo documento: la risposta in frequenza di una cella LC + R. Questo perché poi, nello studio della stabilità di un sistema reazionato per un buck converter, è importante capire come “reagisce” un sistema del secondo ordine, a fronte di variazioni della grandezza di ingresso (in questo caso Vin o duty).

Come corollario al documento Regole EMC per alimentatori switching, aggiungo qui due misure pratiche realizzate su un alimentatore switching.

L'alimentatore in questione era (il prototipo) di un alimentatore da 130W. Quello che avevo fatto era di realizzare un prototipo arrangiandomi con il taglia e cuci da altre schede che avevo, aggiungendo la parte di filtro ingresso/ponte. Ecco qui il risultato:

So che farà un po' ridere ma funziona bene!

Non contento ho provato a fare una passata di emissioni (150K-30MHz).

Questo il risultato:

Neanche cosi brutto visto come era realizzato il prodotto...

Però si nota come intorno ai 25MHz si hanno emissioni fuori dalla maschera di riferimento (sia per il quasi picco che per il valor medio).

Spesso, dopo aver studiato il principio di funzionamento di un alimentatore switching con topologia FLYBACK, e dopo aver individuato il controllore PWM per la regolazione, senza troppa fatica si riesce ad ottenre il primo prototipo funzionante.

Ci si scontra però poi con la realizzazione del MASTER e quindi con le relative problematiche: dimensione delle piste di potenza, distanza tra le piste in alta tensione, distanza normativa tra zona sotto rete e zona isolata ecc…

Ma ancora di più ci si scontra con il problema EMC.

Infatti, a causa del funzionamento “switching”, in più con tensioni elevate (quindi alti dV/dt) e con correnti elevate (quindi con alti dI/dt), la possibilità che questo circuito emetta disturbi fastidiosi è alta.

Ancora grazie ad un intervento di IsidoroKZ, il quale sul forum ha dato interessantissimi spunti sull'analisi del BUCK invertito in configurazione anello aperto, nasce anche questa (ultima') PARTE III in cui queste considerazioni vengono affrontate e riassunte.

Dai risultati dei documenti precedenti, si è quindi compreso come, utilizzare un buck converter in modalità continua, per pilotare direttamente dei LED MA senza retroazione, è molto rischioso in quanto si ha che la corrente possa "divergere" (questo considerando LED ideali). Comunque, la corrente di uscita ha ampie variazioni in funzioni di variazioni delle grandezze di ingresso.

Abbiamo anche visto che invece, se lavorassimo in regime discontinuo, riusciamo ad essere più “stabili” alle variazioni di Vin o Vled.

Alla luce delle chiaccherate avute con IsidoroKZ, relative all'articolo Analisi BUCK invertito per pilotaggio LED, Parte I, il quale mi ha fatto riflettere (oltre che ad insegnarmi cose nuove), mi sono posto un po' di dubbi e questioni... Ne è quindi nata questa PARTE II in cui questi dubbi vengono affrontati e, spero, risolti.

Lavorando come descritto nel documento parte I, SONO MOLTO a RISCHIO sul corretto funzionamento del circuito rispetto alle variazioni della Vin o Vled.

Nel senso che se la Vin o la Vled, dovessero variare, ad esempio se la Vin salisse un po', succederebbe che, lasciando fisso il duty, la corrente andrebbe a divergere!!!

Questo perché le due pendenze non sarebbero più uguali, quindi NON saremmo più nella situazione di regime stazionario.

Il seguente documento tratta l’analisi di un circuito BUCK, ma in configurazione invertita. Questa configurazione è molto vantaggiosa per realizzare un controllo in corrente (ad esempio in LED di potenza) con interrutore (MOS) tipo N, quindi riferito a massa ad esempio per un pilotaggio tramite microprocessore. Se ben dimensionato e con semplici accorgimenti, è possibile raggiungere rendimenti superiori al 90%!

Si cosidererà solo il funzionamento CONTINUO (o al limite tra continuo e discontinuo) e si vedranno i principali step per il dimensionamento dei componenti più importanti.

NB: Considero MOS e DIODO ideali.

Prima Fase: MOS CHIUSO (ton)

Quando il MOS è chiuso la tensione ai capi dell’induttanza è

Nel seguente documento sono descritte le perdite per switching (switching losses) nel caso di un mosfet che pilota un carico resistivo alimentato a sua volta da una tensione continua. Verrà trattata in prima analisi la formula da utilizzare per il calcolo della potenza dissipata, sia nel caso di accensione che spegnimento. In un secondo momento verrà trattata nel dettaglio la fase di accensione con i relativi tempi.

Consideriamo il seguente schema:

Appena vG supera la VGS di soglia inizia a formarsi il canale e scorre quindi corrente iD. Di conseguenza ESSENDO CARICO RESISTIVO, la vDS scende proporzionalmente alla corrente. Tutto il processo, e quindi anche le tempistiche di accensione le descrivo più avanti (compreso effetto Miller). Ora voglio capire quanto vale la potenza dissipata dal MOS durante l’accensione e lo spegnimento.